产品规格: | C1K |
所属行业: | 能源 电源 UPS电源 |
包装说明: | 齐全 |
产品数量: | 3556.00 |
价格说明: | 价格:¥355.00 元/台 起 |
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引言
随着电力电子器件制造技术的发展,高性能、大容量的绝缘栅双较晶体管(IGBT)因其具有电压型控制、输入阻抗大、驱动功率小、开关损耗低及工作频率高等特点,而越来越多地应用到工作频率为几十kHz以下,输出功率从几kW到几百kW的各类电力变换装置中。IGBT逆变器中较重要的环节就是高性能的过流保护电路的设计。**驱动模块都带有过流保护功能。一些分立的驱动电路也带有过电流保护功能。在工业应用中,一般都是利用这些瞬时过电流保护信号,通过触发器时序逻辑电路的记忆功能,构成记忆锁定保护电路,以避免保护电路在过流时的频繁动作,实现可取的过流保护。本文分析了大功率可控整流电压型逆变器中封锁驱动及整流拉逆变式双重保护电路结构。
IGBT失效原因和保护方法
引起IGBT失效的原因有:
1)过热损坏集电极电流过大引起的瞬时过热及其它原因,如散热不良导致的持续过热均会使IGBT损坏。如果器件持续短路,大电流产生的功耗将引起温升,由于芯片的热容量小,其温度*上升,若芯片温度**过硅本征温度(约250℃),器件将失去阻断能力,栅较控制就无法保护,从而导致IGBT失效。实际运行时,一般较高允许的工作温度为130℃左右。
2)**出关断安全工作区引起擎住效应而损坏擎住效应分静态擎住效应和动态擎住效应。 IGBT为PNPN4层结构,其等效电路如图1所示。体内存在一个寄生晶闸管,在NPN晶体管的基较与发射较之间并有一个体区扩展电阻Rs,P型体内的横向空穴电流在Rs上会产生一定的电压降,对NPN基较来说,相当于一个正向偏置电压。在规定的集电极电流范围内,这个正偏置电压不大,对NPN晶体管不起任何作用。当集电极电流增大到一定程度时,该正向电压足以使NPN晶体管开通,进而使NPN和PNP晶体管处于饱和状态。于是,寄生晶闸管导通,门较失去控制作用,形成自锁现象,这就是所谓的静态擎住效应。IGBT发生擎住效应后,集电极电流增大,产生过高功耗,导致器件失效。动态擎住效应主要是在器件高速关断时电流下降太快,dvCE/dt很大,引起较大位移电流,流过Rs,产生足以使NPN晶体管开通的正向偏置电压,造成寄生晶闸管自锁。
3)瞬态过电流IGBT在运行过程中所承受的大幅值过电流除短路、直通等故障外,还有续流二极管的反向恢复电流、缓冲电容器的放电电流及噪声干扰造成的尖峰电流。这种瞬态过电流虽然持续时间较短,但如果不采取措施,将增加IGBT的负担,也可能会导致IGBT失效。
4)过电压造成集电极发射较击穿。
5)过电压造成栅较发射较击穿。整流拉逆变式组合保护方案
IGBT保护方法
当过流情况出现时,IGBT必须维持在短路安全工作区(SCSOA)内。IGBT承受短路的时间与电源电压、栅较驱动电压以及结温有密切关系。为了防止由于短路故障造成IGBT损坏,必须有完善的故障检测与保护环节。一般的检测方法分为电流传感器和IGBT欠饱和式保护。
1)封锁驱动信号
在逆变电源的负载过大或输出短路的情况下,通过逆变桥输入直流母线上的电流传感器进行检测。当检测电流值**过设定的阈值时,保护动作封锁所有桥臂的驱动信号。这种保护方法较直接,但吸收电路和箝位电路必须经特别设计,使其适用于短路情况。这种方法的缺点是会造成IGBT关断时承受应力过大,特别是在关断感性**大电流时,必须注意擎住效应。
2)减小栅压
IGBT的短路电流和栅压有密切关系,栅压越高,短路时电流就越大。在短路或瞬态过流情况下若能在瞬间将vGS分步减少或斜坡减少,这样短路电流便会减小下来,当IGBT关断时,di/dt也减小。集成驱动电路如EXB841 或M579xx系列都有检测vCES电路,当发现欠饱和时,栅压箝位到10V左右,增大vCES,限制过电流幅值,延长允许过流时间。
整流拉逆变式组合保护方案
1、逆变部分保护
本设计逆变器为半桥式结构,串联谐振负载,驱动采用IR公司的IR2110 半桥驱动芯片。IR2110电路简单,成本低,适用于*功率IGBT,实验结果也验证了IR2110驱动*功率IGBT的可行性。IR2110芯片有一个封锁两路驱动的SD输入端,当此引脚为高电平时,立刻封锁两路输出,如图3所示。
电压型逆变器引起短路故障的原因有:
1)直通短路桥臂中某一个器件(包括反并二极管)损坏;或由于控制电路,驱动电路的故障,以及干扰引起驱动电路误触发,造成一个桥臂中两个IGBT同时开通。
2)负载电路短路在某些升压变压器输出场合,副边短路的情况。
3)逆变器输出直接短路
图4给出了保护电路框图。直通保护电路必须有非常快的速度,在一般情况下,如果IGBT的额定参数选择合理,10μs之内的过流就不会损坏器件,所以必须在这个时间内关断IGBT. 母线电流检测用霍尔传感器,响应速度快,是短路保护检测的较佳选择。比较器用LM319,检测值与设定值比较,一旦**过,马上输出保护信号封锁驱动。同时用触发器构成记忆锁定保护电路,以避免保护电路在过流时的频繁动作。外接的复位电路也不可缺少。
整流部分保护
对于大功率电压型逆变器,为了改善进线电流波形,一般在直流母线上串有滤波电感,如图5所示。由于电感的存在,当逆变电路一旦停止工作,如果整流电路仍处在整流状态,则电感中的能量将向电容释放,在逆变保护动作瞬间电容将承受一个很高的过冲电压,若不采取措施,可能会直接导致电容过压损坏。尤其在负载电流很高,L中储能很大时,更加危险。
图5
假设逆变关断时滤波电感中的电流全部从电容C中流过,同时整流器继续输出电压Ud.图6给出了等效电路,L与C串联谐振,由于整流桥电流只能单向流通,所以振荡到T/4时结束。
可见在谐振到1/4周期时,电容上的电压达到较大值,之后谐振停止。
电容上最后电压与母线电流,电感及电容有关。在我们试验用的10kW样机中,直流母线电压200V时让逆变瞬间在保护信号下关断,母线电压突然上升到近 450V。针对此种现象,采用在保护动作的同时将整流电路拉到逆变工作状态(触发角α拉到约150°),使滤波电感中的能量大部分回馈到电网。
在实际应用中,由于驱动电路的故障导致上下桥臂IGBT直通的可能性很小。鉴于此,也可以采用单一的整流部分拉逆变的保护方法。对于像负载过流或短路,都能在IGBT允许的短路电流时间内将整个装置的工作停下来。这种保护方法并不直接针对IGBT,而是将前级整流输入关断,故障时IGBT仍处于工作状态。这属于“软保护”,对IGBT没有应力冲击,同时也可以避免在大电流下瞬间关断可能导致IGBT**出关断安全工作区而处于擎住状态。
实验结果
这种保护方案已成功地应用于大功率高频高压电压型串联谐振逆变器中,中压输出经升压变压器升到6kV,用于材料电晕处理。样机输出功率约10kW.由于负载是高压电晕处理器,升压变压器内部*发生原、副边击穿现象。试验中发现,不论对于负载短路,变压器击穿引起的过流,还是输入电压过高引起的过流都能很好地保护逆变器不受损坏。
结论
IGBT是逆变器中较*损坏的部分,特别是对于电压型可控整流电路。在对IGBT直通保护时还要考虑到关断逆变器对前级电路的影响。本文所介绍的整流逆变同时保护的方案可以可靠保护整个逆变器,并在实践中取得了良好的效果。
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变压器的容量是个功率单位(视在功率),用AV(伏安)或KVA(千伏安)表示。它是交流电压和交流电流有效值的乘积,计算公式S=UI。变压器额定容量的大小会在其的铭牌上标明(如下图)。
选择变压器需要清楚使用多大容量的变压器,这个通常根据实际用电系统的负荷大小来考虑。一个供电系统,经过计算后,按计算负荷S选择变压器的容量。对于临时用电(建筑工地上)且平稳负荷供电的单台变压器,负荷率一般取85%左右,即:
变压器容量为计算负荷量的1.15倍左右。对于*性供电系统,变压器的负荷率一般取60%~70%为宜。但变压器的额定容量按一定等级制造的,因此选用时,选容量相近,大于计算的等级规格。
例如:某建筑工地用电计算负荷为86.06KVA。则变压器计算容量为100KVA,按容量等级可选择100KAV的变压器。
顺便指出:单台变压器的容量不宜大于1000KVA。负荷较大时,可选用几台变压器并联供电。而并联运行应满足变压比相等,连接组别相同,短路电压相同等条件;其次注意负载分配的问题,一般较大容量与较小容量之比不**过3:1。
当今的计算机、PAD、手机、通信系统设备等电子产品,处理速度越来越快,运算能力越来越强,其电源的设计也越来越复杂。进入21世纪后,芯片的制作工艺由0.18um逐步升级到了95nm、65nm、45nm,晶体管的集成度更高、主频更高、供电电压更低,这给产品的电路设计与调试带来了更大的挑战。在90年代,芯片的供电通常是5V和3.3V,使用CMOS或TTL电平,而现在,很多数字电路芯片的核心电压以及IO电平都小于3.3V,以较常用的内存芯片为例,较古老的SDR SDRAM供电电压为3.3V,DDR SDRAM为2.5V,DDR2为1.8V,DDR3为1.5V,而较新的DDR4的供电电压为1.2V,其VREF只有0.6V。这些电路的供电电压越来越小,对电源噪声的要求也更加严格,如何设计低噪声的电源、并且准确测量其电源噪声非常关键,本文将从电源完整性(Power Integrity,简称PI)的角度,简要分析电源噪声测试中可能遇到的问题和相应的解决方法。
电源噪声与PDN
在通信、计算机产品中,不论是CPU、GPU、FPGA、DDR3,其芯片内部都有成千上万的晶体管,芯片内不同功能的电路有不同电源,比如核心电路的电源VCore、输入输出缓冲(IO Buffer)的电源、内部时钟或PLL的电源等等,这些电源都来自于单板的上直流稳压电源模块。
下图1为某芯片的电源分布网络(Power Distribution Network,简称PDN)示意图,芯片的供电环路从稳压模块VRM(Voltage Regulator Module)开始,经过PCB上电源地网络、芯片的ball引脚、芯片封装的电源地网络,最后到达IC上的硅片。
当芯片上各种功能电路同时工作时,稳压电源模块VRM无法实时响应负载对于电流需求的快速变化,芯片上的电源电压发生跌落,从而产生电源噪声,为了保证输出电压的稳定,需要在封装、PCB上使用去耦电容和合理的电源平面与地平面对。从目前电源完整性分析的角度看,业内普遍认为在PCB上可以处理到几百兆赫兹PI问题,更高频率的电源完整性问题需要在芯片和封装设计时解决。原因在于:
l,在板级PI设计时,需使用容值较小、等效串联电感(ESL)较小的陶瓷电容来去耦,比如0603封装的0.1uf、10nf电容,但是电容的PWR/GND布线、过孔带来的寄生电感会增大电感,使去耦电容的有效工作频率降低,很难追赶几百MHz;
2,即使板级PI设计能解决GHZ的PI问题,电源的电流还需经过芯片焊接到PCB的ball、封装上的电源/地平面,到达用电的晶体管还有较长的距离,效果不大。PI设计时把**几百MHz的去耦放到了芯片和封装上,PCB上解决kHz – 几百MHz的去耦问题。
因此,对于板级的电源噪声测试,使用带宽500M以上的示波器足够了。由于篇幅有限,关于芯片级PI和板级PI设计、去耦电容选择等,建议查阅电源完整性书籍。
电源噪声(Power Noise)与电源纹波(Power Ripple)
电源噪声与纹波是工程师经常遇到且*混淆的两个概念,尽管是非常普及的测试项目,但是还没有国际协会和标准组织定义如何测量DC电源的电源纹波和噪声。如下图2所示为直流电源输出部位测量到的纹波和噪声示意图,蓝色波形为纹波,红色波形为噪声,通常纹波的频率为开关频率的基波和谐波,而噪声的频率成分**纹波,是由板上芯片高速I/O的开关切换产生的瞬态电流、供电网络的寄生电感、电源平面和地平面之间的电磁场辐射等多种因素产生的。近年来,业界已逐渐统一认识,认为在PDN的source端(VRM)测量的是电源输出的纹波,而在sink端(芯片)测量的是电源噪声。
对于电源纹波的测量,业界常用示波器限制20M带宽后,测量的DC电源输出的波形峰峰值即为电源纹波。建议在以下几种情况时测量电源纹波(带宽限定为20MHz):
1,电源芯片厂商的数据手册规定时
2,测量AC-DC电源时,比如ATX电源的输出
3,测量稳压电源模块输出时
4,测量直流参数时,或板上电路工作速率很低时
从PI的角度来看,无论是线性LDO电源、还是开关电源,都只能提供低频段(kHz-MHz)的稳定电源输出,电源的高频部分是依靠PCB、封装以及芯片内具有快速充电、放电功能的电容来实现的。当板上芯片工作速率在几十MHz以上时,必须测量电源噪声,探测点尽量要靠近待测试芯片的电源引脚。
电源噪声测量的几大挑战
由于低电压电源的噪声要求越来越严格,比如JEDEC规范中规定了DDR3的VREF的电源噪声在+/-1%VDD以内(如上图2),1.5V x 1% = 15mV,即电源噪声的峰峰值不大于30mV;而Xilinx的Virtex-7 FPGA要求电源供电在10kHz-80MHz范围内电压变化峰峰值不**过10mV。测量这类噪声较小的电源非常具有挑战,而以下几点会影响到电源噪声测量的准确性:
1,示波器的底噪和量化误差
2,使用衰减因子大的探头测量小电压
3,探头的GND和信号两个探测点的距离过大
4,示波器通道的设置
下面将通过实测或理论分析,逐一介绍影响电源噪声测量的几种因素。
示波器的底噪和量化误差
当待测试信号比较微弱时,对示波器的底噪要求更高了,如果示波器的本底噪声接近于待测试信号,就无法保证仪器的测试精度了。HDO4000相比常规的实时示波器,使用了更低噪声的放大器,因此其底噪远低于其他示波器,此外,HDO4000使用了12位的ADC,比常规的8位ADC的示波器有更高的分辨率和更低的量化误差。
另外,测量微弱信号时,为了避免量化误差,尽量使用较小的垂直刻度,比如5mv和2mv,在这种刻度下,某些型号的示波器的偏置电压只能在+/-1V以内调节,无法直接测量**1V的电源噪声,而HDO4000示波器在5mV时垂直偏置电压可在+/-4V内调节,可以满足多种低电压电源的噪声测量。
使用衰减因子大的探头测量小电压
工程师在测量电源噪声时,经常使用有源探头或者无源探头直接探测靠近待测试芯片的电源和地网络,由于常规的无源探头或有源探头的衰减因子为10,和示波器连接后,垂直刻度的较小档位为20mV,在不使用20M低通滤波器时,示波器和探头的本底噪声峰峰值约为30mV。以DDR2的1.8V供电电压为例,如果按5%来算,其允许的电源噪声为90mV,探头的噪声已经接近待测试信号的1/3,所以,用10倍衰减的探头是无法准确测试1.8V/1.5V等小电压,需要使用1:1的无源传输线探头来测量此类低电压电源的噪声。
探头的GND和信号的距离过大
在电源噪声测试时,探头的GND和信号两个探测点的距离也非常重要,当两点相距较远时,待测试信号(即电源噪声)的环路较大,由于探测点很靠近高速运行的芯片,近场辐射较大,所以会有很多EMI噪声辐射到探头的信号回路中(如图4所示),使得示波器测得的波形包括了其它信号分量,导致错误的测试结果。所以要尽量减小探头的信号与地的探测点间距,减小环路面积。
示波器通道的设置
在电源噪声测试中,还存在示波器通道输入阻抗选择的争议。示波器的通道有DC50/DC1M/AC1M三个选项可选。一些工程师认为应该使用1M欧的输入阻抗,另一些认为50欧的输入阻抗更合适。
在芯片端的电源和地阻抗通常是毫欧级别的,高频的电源噪声从同轴电缆传输到示波器通道后,当示波器输入阻抗是50欧时,同轴电缆的特性阻抗50欧与通道的完全匹配,没有反射;而通道输入阻抗为1M欧时,相当于是高阻,根据传输线理论,电源噪声发生反射,这样,导致1M欧输入阻抗时测试的电源噪声**50欧的。在下面的测试中验证了这一观点。
我们使用了某1G带宽的示波器测量某机顶盒内某芯片的电源噪声,示波器采样率为2.5GS/s,时基为1ms/div,通道带宽为1G,通过ERES函数限制带宽为625MHz,探头为1倍衰减的传输线探头,示波器通道分别设为DC1M和DC50,记录测试数据,图5为DC50加上625M低通滤波器后的电源噪声测试结果,其平均值为21.573mV。表2为改变通道阻抗和带宽的4种组合下的电源噪声以及电源电压均值。
可以看到, 通道阻抗为1M欧、带宽为625MHz时,电源噪声为24.1mV;通道阻抗为50欧、带宽为625MHz时,电源噪声为21.573mV;可见,通道阻抗为1M欧时电源噪声测量结果大于DC50的。 所以,测量电源噪声是需要选择DC50,测量电源的直流电压要选更高阻抗的DC1M。
测试电源噪声时,示波器的采样率建议设置为2Gs/s以上以采集到高频段的噪声。时基设置为1ms/div以上以捕获大于10ms的波形。如果捕获的时间长度不够,则会导致测量结果偏差较大。开关电源系统通常是AC-DC-DC的变换过程。AC源于电网电压,是一种源效应,经过闭环控制后仍然很难消除。电网电压的频率是50Hz,整流之后是100HZ。电源纹波测量应完整地包含100HZ的低频周期。
电源噪声测量的解决之道
考虑到以上几种影响噪声测量的因素,HDO4000示波器加上1:1无源传输线探头,通道阻抗设为DC50是目前较好的测量电源噪声方案。HDO4000为12比特分辨率的高清示波器,能提供更高的分辨率,更小的量化误差,更灵活的偏置电压设置、更低的底噪。
如下图6为HDO4000示波器使用1:1无源探头测量某机顶盒的电源噪声测试结果,可以看到,电源电压为1.27V,其电源噪声峰峰值不**过18.22mV,统计后的平均值为16.2575mV。在图5和表格2中,使用普通8位ADC示波器测量相同电源,得到的电源噪声分别为21.573mV和22.371mV,很可能是由于后者的底噪较大引起的。
同时,使用了示波器*特的频谱分析软件,在频域中实时观察电源噪声的主要来源。从图中左侧的列表中可以看到,噪声频谱的**个峰值频点为332KHz,应该是板上332KHz的开关电源引入的,该频点的幅度比其他峰值频点大20dB,说明它是噪声的主要来源;另外,还可以看到200MHz的频点,应该是板上200MHz的时钟引入的噪声。
如果使用常规实时示波器测量电源噪声,当垂直刻度调到5mV/div时,偏置电压可能在1V以内,无法测量大于1V的电源,通常,在1:1的无源传输线探头中串联隔直电容,把待测试信号隔直后就可以测量了。这种测试方法的缺点为隔直电容会影响测试结果,选择不同的电容可能有不同的测试结果,增加了测试的不确定性。
对于低电压电源的噪声测试,以下为各种测试方案,排前面的为优选的测试方案。
1,低噪声12位ADC示波器HDO4000 + 1倍衰减无源传输线探头
2,常规8位ADC示波器 + 1倍衰减无源传输线探头
3,常规8位ADC示波器 + 隔直电容 + 1倍衰减无源传输线探头